TI中文支持网Part Number:DRV8350
DRV8350S带电机工作时，偶尔芯片就会报GDUV
不是每一片都会这样 ,有的会有的不会
查了一下问题是VCP 或 VGLS 稳压器使用了过多的平均栅极驱动电流，
过多会导致 VCP 或 VGLS 在运行时电压下降。
目前IDRIVE 设置600mA
请问
1.charge pump 充放电频率是多少
2.CPH 跟 CPL 电容现在是用47nF, 可以增大吗?可以加多大
3.增大VGLS 电容有用吗?
Cherry Zhou：
您好我们已收到您的问题并升级到英文论坛寻求帮助，如有答复将尽快回复您。谢谢！
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Cherry Zhou：
您好，为了更好地解决您的问题，您能否提供以下信息：
1. 您能否提供正在使用的 MOSFET 的数据表？ 工程师想看下 MOSFET 的 Qg 和 Qgd。
2. 一旦 GDUV 故障发生，之后电机是否会恢复正常运行？ 或者GDUV 发生后是否存在故障，并且每次电机运行时始终触发该故障？
3. PWM 频率是多少？
4. 请问使用的换向方法是什么？Trap, Sine 还是 FOC?
5. 能否提供一个波形来显示运行期间的 VCP 电压和 VGLS 电压，这样来查看 GDUV 的原因是充电泵电压下降还是 VGLS 电压下降？
您可以试下增加 CPH-CPL 电容器。有一个可能导致该问题的因素是： CPH-CPL 和 VCP-VDRAIN 电容器是否放置在尽可能靠近器件的位置，或者该路径是否穿过过孔。 CPH-CPL 和 VCP-DRAIN 电容器必须尽可能靠近器件放置，以最大限度地降低此路径中的电感，因为寄生电感将影响发生的充电 / 放电。
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mick huang：
1. 您能否提供正在使用的 MOSFET 的数据表？ 工程师想看下 MOSFET 的 Qg 和 Qgd。Qg = 43nCQgd type = 9.3nC , Max =14nC2. 一旦 GDUV 故障发生，之后电机是否会恢复正常运行？ 或者GDUV 发生后是否存在故障 重新上电就好了并且每次电机运行时始终触发该故障？ 偶尔发生 ,都发生在加速度时3. PWM 频率是多少？ 16KHz4. 请问使用的换向方法是什么？Trap, Sine 还是 FOC? FOC5. 能否提供一个波形来显示运行期间的 VCP 电压和 VGLS 电压，这样来查看 GDUV 的原因是充电泵电压下降还是 VGLS 电压下降？ VGLS 随后附上 , 附上的波形图黄CPH 红CPL 蓝VCP 绿 fulat 您可以试下增加 CPH-CPL 电容器。请问可以加多大 , 0.1UF 吗?
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Cherry Zhou：
好的已经帮您反馈给工程师了哈，有答复尽快回复您。
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Cherry Zhou：
您好，基于 MOSFET 的 PWM 频率和 Qg，从电荷泵容量来看是没什么问题的，因为所有组合 MOSFET 所需的平均电流约为 6mA ，并且电荷泵支持大约 25mA 的平均电流。 像之前提到的，如果 CPH-CPL 和 VCP-DRAIN 电容器没有尽可能地靠近器件，可能会由于这些路径中的附加寄生迹线电感而导致问题。 工程师这边并不建议更改 CPH-CPL 电容器值，应该保持在 47nF。
还有一个问题是，您的 IDRIVE 对于 MOSFET 设置得太高，因为 MOSFET 的平均 Qgd 只有 9.3nC。 采用 600mA IDRIVE 设置可能会导致大约 9.3nC/600mA = 15.5ns 的 MOSFET VDS 开关时间，这太快了，在开关期间可能会导致 MOSFET 的栅极 / 源极振铃，甚至可能损坏器件。 MOSFET 开关期间的振铃可能会导致会触发 GDUV 故障，尤其是当开关噪声耦合到接地时。 在较高的相电流下，开关期间的振铃 / 过冲 / 下冲更显著，可能是加速期间 GDUV 故障有时发生的原因。 从您提供的波形中可以看出， 0ns 标记处的所有信号上都有很大的振铃，可能是和其中一个 MOSFET 开关相对应，并且 MOSFET 开关的振铃与接地信号耦合。 工程师建议您将 IDRIVE 降低到最低设置 (50mA/100mA 源 / 灌电流) 以减少这样的振铃。
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mick huang：
请问一下发生GDUV的原因是因为charge pump 停止工作使的CPH 为0V有什么原因会造成 charge pump 会停止工作,源极振铃会造成这个现象发生吗?
VM电压用12V ,Vdrin 用48V, VCP电压是60Vhigh side 的MOS 未导通时 , GHX 是60V , SHX 是floatingVGS = 60V , 这样MOS 应该是会烧毁high side 的MOS 导通时 , GHX 是60V , SHX 是48VVGS =12V 请问为何MOS未导通时 , MOS不会烧毁
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mick huang：
IDRIVE 对于 MOSFET 设置得太高，因为 MOSFET 的平均 Qgd 只有 9.3nC。 采用 600mA IDRIVE 设置可能会导致大约 9.3nC/600mA = 15.5ns 的 MOSFET VDS 开关时间，这太快了这句话我不太懂 , 我PWM 频率是16KHZ = 62.5us62.5us 远大于 15.5ns (9.3nC/600mA)MOSFET VDS 的开关时间为何会说太快了 请问如何评估IDRIVE 跟MOSFET VDS 的开关时间
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Cherry Zhou：
这个还得帮您跟进下问问工程师，有答复尽快给到您。
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Cherry Zhou：
从您给出的图来看，确实是电荷泵欠压。 CPH 电压下降是在开关事件发生后立即开始的 (可以通过查看发生的信号上的振铃来判断这一点)。工程师想看下 CPL 电压在 CPH 电压随时间的推移而下降的这一区域的情况。 您是否可以重复波形，但将 VGLS 替换为 CPL 信号并将 VDRAIN 替换为 VM 信号？ 就像您给出的以上波形，以及再提供一个显示 CPH 电压下降区域的放大版本？
使用快速 MOSFET VDS 开关时间 (15.5ns) 的问题与 PWM 频率无关，但与MOSFET 打开或关闭过快时 MOSFET 栅极和源极可能发生的振铃和过冲相关。 VDS 开关时间是指 MOSFET 打开或关闭所需的时间。 使用 15.5ns 开关时间的问题是，这种快速转换速率会导致源节点和栅极节点上发生振铃和过冲。 MOSFET 的栅极 / 源极上的振铃过多会导致 DRV 引脚电压额定值违规，从而导致器件损坏。 栅极 / 源极路径中的寄生电感将在 MOSFET 开关期间增加振铃 / 过冲，因此确保较厚的栅极迹线 (20mil 或更宽) 并具有较宽的开关节点脉冲会有助于降低寄生电感，从而有助于在 MOSFET 开关期间减少振铃。
大多数用户认为 200ns/100ns VDS 上升 / 下降时间是 MOSFET 的快速开关速度，因此我们建议您首先使用 50mA/100mA 源 / 灌电流的 IDRIVE 设置，来帮助减少开关期间发生的振铃。 这可以实现大约 9.3nC/50mA = 186ns 上升时间和 9.3nC/100mA = 93ns 下降时间的 MOSFET 开关时间。 您试下使用最低 IDRIVE 设置来运行电机，然后看看是否解决了电荷泵欠压故障的问题？
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mick huang：
因为发生机会是随机的，我会再试看看可以录到吗，另外我想请问一下，High side Mos的动作方式跟VCP的关係为何，因为我用的Vdrin是48v,VM是12v这样VCP会是60v,这样mos不是会烧毁吗
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Cherry Zhou：
好的再帮您跟进问下哈，有答复会尽快给到您。
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mick huang：
请问一下我使用的电压是Vdrin是48v,VM是12vCPH跟CPL所使用的电容耐电压是要耐压多少伏特?
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mick huang：
CPH 电压下降区域的放大版本如下
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Cherry Zhou：
您好，VCP 必须比 VDRAIN 大约高 12V (在您的问题中，48V + 12V = 60V) 的原因是高侧 MOSFET 的栅极至源电压必须大于 Vth 电压才能使 MOSFET 保持打开。 当高侧 MOSFET 打开且电流开始流经 MOSFET 时， MOSFET (VDRAIN) 漏极处的电压将出现在 MOSFET 源端。 因此，如果 VLE漏 电压为 48V，当高侧 MOSFET 接通时，源电压将约为 48V ，也就意味着栅极电压必须约为 60V，以产生 12V 的 Vgs 电压 (VG (60V) – vs (48V) = Vgs (12V))。 许多 MOSFET 的 VGS ABS 最大额定值为 20V ，因此 12V 不应该会损坏 MOSFET。
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mick huang：
当高侧MOS打开前,VCP是60V,VG是60V,VS 是floating ,VGS电压为60 ,MOS应该是会烧毁
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mick huang：
请问一下我使用的电压是Vdrin是48v,VM是12vCPH跟CPL所使用的电容耐电压是要耐压多少伏特? 这样CPH 跟CPL的压差会是48V所以要用耐压100V的电容请问吗?
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mick huang：
请问一下你所说MOSFET 所需的平均电流约为 6mA 这6mA 是如何得到的? MOS的平均电流又是如何计算出来的?你说电荷泵支持大约 25mA 的平均电流是指CPH跟CPL的47nF电容充放电的平均电流吗?还是指VCP的1UF电容充放电的平均电流吗?电荷泵支持大约 25mA 的平均电流25mA电流是如何推算出来的呢?
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Cherry Zhou：
收到您的新问题了哈，这边再帮您反馈给工程师问下，应该下周工作日内给到您答复。
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Cherry Zhou：
您好，当高侧栅极打开时，驱动器不会直接向栅极施加 VCP 电压，而是在 VCP 和栅极之间存在一定的阻抗。 此外，MOSFET 上还有栅极电容，充电需要时间，这样 VCP 电压不会立即施加到栅极。 MOSFET 栅极的电容可抵抗电压的瞬时变化。 如果您在 MOSFET 开关期间测量 VGS 电压，您可以注意到栅极不会立即进入 VCP，但它会随着时间的推移逐渐打开，并达到大约 1012V 的 Vgs 电压。
mick huang 说：请问一下我使用的电压是Vdrin是48v,VM是12vCPH跟CPL所使用的电容耐电压是要耐压多少伏特? 这样CPH 跟CPL的压差会是48V
由于CPH-CPL 电容器看到的是 VDRAIN 电压 (在您的情况下为 48V) ，我们建议使用一个额定电容器，该电容器的额定电压是 CPH-CPL 电容器的 VDRAIN 引脚电压的 2 倍。 因此在您的问题中， 100V 额定电容器是最佳选择，有助于最大限度地降低陶瓷电容器在电容器额定电压附近运行时出现的电压降额影响。
mick huang 说：请问一下你所说MOSFET 所需的平均电流约为 6mA 这6mA 是如何得到的? MOS的平均电流又是如何计算出来的?
工程师好像算错了。所有针对高侧的 MOSFET 组合在一起需要大约 2mA 的平均栅极电流，不是 6mA。 为了计算所有组合 MOSFET 所需的平均栅极电流，对于 FOC 控制，您可以在datasheet的方程 11 中使用正弦 180 换向方程。 计算此值所需的参数是总栅极电荷 (Qg) 和 PWM 频率。 因此对您来说，电荷泵的平均电流必须大于 3 x Qg x fPWM = 3 x 43nC x 16kHz = 2.064mA ，足以满足器件的电荷泵容量。
mick huang 说：你说电荷泵支持大约 25mA 的平均电流是指CPH跟CPL的47nF电容充放电的平均电流吗?还是指VCP的1UF电容充放电的平均电流吗?
这个平均电流是来自 1uF VDRAIN-VCP 电容器，因为这个电容器会充电充到比 VDRAIN 高出大约 10V ，用于提供栅极电压。 47nF CPH-CPL 电容器也是决定 1uF 电容器可支持的平均电流的一个重要因素，因为 CPH-CPL 电容器负责将 1uF 电容器的电荷保持在大约高于 VDRAIN 10V。 datasheet中的图 29 您可以参考下，改图提供了一个很好的示范：如何实施电荷泵。
mick huang 说：电荷泵支持大约 25mA 的平均电流25mA电流是如何推算出来的呢?
电荷泵容量主要是由1uF 电容器可以存储的电荷量以及 47nF 电容器快速为 1uF 充电的能力决定的。 只要 VCP-VDRAIN 和 CPH-CPL 电容器具有适当的额定电压，并且放置在靠近器件的位置，这些路径中就不会存在寄生电感问题。 平均电荷泵容量不是什么问题，因为 MOSFET 所需的平均栅极驱动电流要小得多 (2mA)。
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mick huang：
GHX 跟SHX斜率为何是一样的?这样GHX上升到12V时SHX也是12VVGS 会是0VMOS 应该是不导通但SHX有电压表示MOS有导通请问为何呢?应该是GHX上升到4V时MOS开始导通因 Rds(on)电阻大 , SHX电压开始缓慢上升GHX上升到12V时MOS完全导通 因 Rds(on)电阻最小 , SHX快速上升到48V所以GHX跟SHX上升斜率应该会不一样
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mick huang：
电荷泵的平均电流在规格书是 3 x Qg x fPWM 在文件understanding Smart Gate Drive 是 6 x Qg x fPWM请问 电荷泵的平均电流 要如何算
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mick huang：
请问我用高侧的 MOSFET 组合的平均栅极电流公式 3 x Qg x fPWM如果算出是21mA但电荷泵的平均电流是25mA请问这样可以吗?我最大可以使用到90%的电荷泵的平均电流还是80%的电荷泵的平均电流呢?
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Cherry Zhou：
好的已经帮您跟进给工程师问了哈，有答复会尽快给到您。
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Cherry Zhou：
mick huang 说：GHX 跟SHX斜率为何是一样的?这样GHX上升到12V时SHX也是12VVGS 会是0VMOS 应该是不导通但SHX有电压表示MOS有导通请问为何呢?
您好，从您提供的波形图中，实际上MOSFET 并没有打开，但看起来就像打开了，因为相位中的一些电流通过高侧 MOSFET 的体二极管耗散，并将 SHX 拉至 VDRAIN (您可以再仔细看下， SHX 和 GHx 电压上升至大约 50V)。 由于 SHX 电压正通过高侧 MOSFET 体二极管上拉至 VDRAIN，因此栅极电压也会跟随 SHX 电压，因为 MOSFET 关闭且 GHx-SHX 电压为 0V。 当高侧和低侧 MOSFET 都关闭并且仍有一些电流流入相位时，就会发生这种情况。 在低侧 MOSFET 关闭和高侧 MOSFET 打开之间的死区时间内，这种情况更有可能会发生。
mick huang 说：电荷泵的平均电流在规格书是 3 x Qg x fPWM 在文件understanding Smart Gate Drive 是 6 x Qg x fPWM请问 电荷泵的平均电流 要如何算
"Understanding Smart Gate Drive"中使用 6 x Qg x fPWM 代替 3 x Qg x fPWM 的原因是：因为它计算了高侧和低侧 MOSFET 开关所需的总平均栅极电流。 由于电荷泵仅用于切换 3 个高侧 MOSFET，因此电荷泵专用的平均栅极驱动电流要求为 3 个 MOSFET 开关 x Qg x fPWM。
mick huang 说：请问我用高侧的 MOSFET 组合的平均栅极电流公式 3 x Qg x fPWM如果算出是21mA但电荷泵的平均电流是25mA请问这样可以吗?我最大可以使用到90%的电荷泵的平均电流还是80%的电荷泵的平均电流呢?
您可以再检查下您的平均栅极电流计算是不是有可能有些错误，因为工程师这边计算的是大约 2.1mA，而不是 21mA。 3 x Qg x fPWM = 3 x 43nC x 16k Hz = 0.002064A = 2.064mA。 如果工程师计算无误，您就不用担心 80% 还是 90% 的电荷泵容量的问题，都可以。
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mick huang：
我会这样问是因为我会使用不同的MOS如果我用的MOS 算出的平均栅极电流是24mA但电荷泵的平均电流是25mA请问这样可以使用吗?还是只要平均栅极电流小于电荷泵的平均电流就可以?
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mick huang：
请问一下规格书中写的I Driver = Qgd / t_rise这边的t_rise 是指GHX 的rise time 还是VGS 的rise time
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mick huang：
请问一下如果我MOS并联使用公式是否要乘2
电荷泵的平均电流 3 x 2 x Qg x fPWM I Driver Qgd x 2 / t_rise
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Cherry Zhou：
mick huang 说：我会这样问是因为我会使用不同的MOS如果我用的MOS 算出的平均栅极电流是24mA但电荷泵的平均电流是25mA请问这样可以使用吗?还是只要平均栅极电流小于电荷泵的平均电流就可以?
您好，建议您尝试使用 21mA 或 24mA 的平均栅极电流来运行 MOSFET，但由于您用的是 12V 的 VM 电压，因此可能比栅极驱动器的平均栅极电流高。 电荷泵电流容量是取决于所使用的 VM 电压，因此当 VM 为 12V 时，电荷泵电流容量可能不足以支持 25mA。 数据表确实对电荷泵电压进行了规范，电荷泵电流平均为 20mA ，电压为 12V (见下文) ，因此您应该能够以 20mA 的平均栅极电流成功运行器件。 对于高于 20mA 的平均高侧栅极电流来说，您得要自行测试来查看器件是否支持 MOSFET 开关。 同时请确保 CPH 和 CPL 电容器以及 VM-VCP 电容器尽可能靠近器件放置，以最大限度地降低寄生电感并确保电荷泵的良好性能。
mick huang 说：规格书中写的I Driver = Qgd / t_rise这边的t_rise 是指GHX 的rise time 还是VGS 的rise time
IDRIVE = Qgd/t_rise 该等式是用于计算 MOSFET VDS 电压的上升时间 (t_rise)。 监控漏源电压是 MOSFET 开关速度的指示器。
mick huang 说：
请问一下如果我MOS并联使用公式是否要乘2
电荷泵的平均电流 3 x 2 x Qg x fPWM I Driver Qgd x 2 / t_rise
新问题需要再帮您问下，此外建议您可以一起把问题po出来，这样我们可以尽快地转给工程师，不会耽误给到您答复的时间。
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mick huang：
请问一下TDRIVE ,IDRIVEP_HS ,IDRIVEN_HS 这三个设定时间需要注意什么呢?IDRIVEP_HS 是否只要小于或是等于IDRIVEN_HS就可以?TDRIVE 是如何决定呢?
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Cherry Zhou：
Cherry Zhou 说：
请问一下如果我MOS并联使用公式是否要乘2
电荷泵的平均电流 3 x 2 x Qg x fPWM I Driver Qgd x 2 / t_rise
您好，是的，对于并联 MOSFET 、平均电荷泵电流公式乘以 2 。要计算 IDRIVE，公式为 2xQgd/t_rise。 需要注意的一点是，对于并行 MOSFET来说，需要在每个栅极上添加一个小值栅极电阻器，如该文章所示：https://www.ti.com/lit/an/slvaf39a/slvaf39a.pdf?ts=1650394217570&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F
可能会使栅极电阻器导致 IDRIVE 强度有所降低。
mick huang 说：TDRIVE ,IDRIVEP_HS ,IDRIVEN_HS 这三个设定时间需要注意什么呢?IDRIVEP_HS 是否只要小于或是等于IDRIVEN_HS就可以?TDRIVE 是如何决定呢?
这三个问题工程师正在查看中，这几天内应该会给到您答复。
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mick huang：
我看Gate driver 默认是 I DRIVEP_HS 是1000mA , I DRIVEN_HS 是2000mA所以 I DRIVEP_HS 要是 I DRIVEN_HS 的2倍吗?为何呢?
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Cherry Zhou：
跟进给工程师了哈。
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Cherry Zhou：
mick huang 说：我看Gate driver 默认是 I DRIVEP_HS 是1000mA , I DRIVEN_HS 是2000mA所以 I DRIVEP_HS 要是 I DRIVEN_HS 的2倍吗?为何呢?
idrive_P 是在打开 MOSFET 时施加的栅极驱动电流， IDRIVE_N 是在关闭低侧 MOSFET 时施加的栅极驱动电流。 与接通相比，MOSFET 能够在关闭时处理更强的栅极电流和更快的开关时间，这也就是 IDRIVE_N 设置通常设置为 2倍 IDRIVE_P 的原因。尽管 SPI默认 IDRIVE 设置为 1000mA/2000mA 源 / 灌电流，但对于大多数 MOSFET 而言来说，栅极电流太高， MOSFET 无法安全切换，因此需要根据 MOSFET 的 Qgd 值将 IDRIVE 设置更改为较低的设置。 (请参阅我们在4 月 2日给到的答复，有详细说明如何计算最佳 IDRIVE 设置)。 电源循环后，将设备置于睡眠模式（并且可能在 VM UVLO 事件后）DRV 默认返回到 MAX IDRIVE 设置。 因此有必要在发生此类事件后对所需的 SPI 寄存器设置进行重新编程。
其他问题的答复工程师最晚下周会给到您。
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mick huang：
如何决定TDRIVE的时间
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Cherry Zhou：
您好您这边的问题工程师需要多一点时间查看哈，可能会晚点回复您。
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mick huang：
请问一下我的设定如下Ｉdrive_rise = I drive_fall = 600mA Tdrive = 500ns当INHA 输入 16KHZ duty = 50%MOS gate 端的波形会是如下图这样 I drive_riseI drive_fall 为何会是600mAI drive_rise 在波形上会如何呈现才会让i drive_rise =600mAI drive_fall 在波形上会如何呈现才会让i drive_fall =600mA Tdrive = 500ns 在波形上会如何呈现
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Cherry Zhou：
这样吧，等工程师把之前的问题给到答复您我再跟进给他新问题吧，您先耐心等待下哈。
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Cherry Zhou：
Cherry Zhou 说：mick huang 说：TDRIVE ,IDRIVEP_HS ,IDRIVEN_HS 这三个设定时间需要注意什么呢?IDRIVEP_HS 是否只要小于或是等于IDRIVEN_HS就可以?TDRIVE 是如何决定呢?
TDRIVE 时间是用于检测是否有 MOSFET 在应接通时无法打开，以及用于确定什么时候在主动驱动 FET 打开或关闭之间进行切换，以及何时更改为保持电流以保持 MOSFET 打开 (保持电流在 TDRIVE 结束时开始)。
当一个或多个输入从低电平切换到高电平或从高电平切换到低电平时， TDRIVE 开始。 如果相应的 MOSFET 无法在 TDRIVE 结束时打开或关闭，那么将发生 GDF。 必须选择 足够长的TDRIVE 值，以便在正常运行期间，在 TDRIVE 结束前完成所有 MOSFET 开关。 如果其中一个 MOSFET 损坏或发生其他问题，假如导致 MOSFET 无法打开或关闭，那么在 TDRIVE 时间结束时，DRV 将触发栅极驱动器故障以指示发生了错误。 如果您选择的 TDRIVE 值太小，使得 MOSFET 在正常运行期间无法在该时间段内打开或关闭，那么即使没有任何问题，DRV 也可能触发 GDF。 在这种情况下您可以增加 TDRIVE 值，以便在 TDRIVE 完成之前为 MOSFET 提供足够的切换时间。
当同一相位的 2 个输入同时切换时 (例如：当高侧 MOSFET 变为高电平或低侧 MOSFET 变为低电平或高电平时) ，当输入切换时，TDRIVE 将启动，因此 TDRIVE 需要足够长的时间来考虑关闭 1 个 MOSFET + 死区时间 + 打开其他 MOSFET 的情况。 TDRIVE 可通过 SPI 通过栅极驱动 LS 寄存器中的 TDRIVE 位进行调节。
您先看下以上答复，应该能够回答您的大部分问题。
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mick huang：
请问一下我改变TDRIVE , 在哪边可以看出差异呢我看GHX讯号可以看出差异吗?
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Cherry Zhou：
再帮您问下哈。
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Cherry Zhou：
当检测到栅极驱动器故障 (GDF) 时，TDRIVE 会影响时序。 实际上不会对 IDRIVE 的应用时间产生物理影响，因此您不会看到 GHx 或 GLX 上的任何差异。 如果相应 FET 的 VGS 电压在 TDRIVE 周期结束时没有处于正确状态，那么会报告栅极驱动故障。
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mick huang：
请问一下TDRIVE 时间是用于检测是否有 MOSFET 在应接通时无法打开TDRIVE 为何还有500ns, 1000ns,2000ns,4000ns的设定可以选一律用最大4000ns就可以 , 这样就不怕时间太短 , MOSFET 在应接通时无法打开
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Cherry Zhou：
再帮你问下吧。
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Cherry Zhou：
mick huang 说：TDRIVE 时间是用于检测是否有 MOSFET 在应接通时无法打开TDRIVE 为何还有500ns, 1000ns,2000ns,4000ns的设定可以选一律用最大4000ns就可以 , 这样就不怕时间太短 , MOSFET 在应接通时无法打开
如果在特定应用中，假设一个 MOSFET 关闭只需 1200ns，另一个相应的 MOSFET 完全打开，那么将 TDRIVE 设置为 2000ns 可在 MOSFET 无法切换时更快地检测问题。 虽然 4000ns 也可以正常工作，但意味着在检测到故障之前还有 2000ns。 此外，使用 4000ns 的 TDRIVE 时间可能会导致在 MOSFET 可能有一些轻微损坏的情况下无法检测到故障，这种情况虽然不会阻止 MOSFET 开启，但会导致开关时间变慢。 在 TDRIVE 为 2000ns 的情况下，您可能能够检测到该故障，但4000ns时，这可能会给它足够的时间来完全打开，从而无法检测到这样较慢的 MOSFET 开关时间。
最后一个原因是，如果栅极到接地短路，那么根据 IDRIVE 设置，电荷泵的需求会很高，这可能会导致 VCP 欠压故障。 如果 TDRIVE 设置为 4000ns，那么在检测到故障之前，电荷泵上的这一多余需求可能持续长达 4000ns。
其他的问题要下个工作日给到答复。
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mick huang：
请问一下nfault 是如何判定呢?如果nfault上有 noise , noise 要拉低到多少电压跟拉低的电压要维持多少时间才会触发nfault从下表看起来是要低于0.125V 请问是吗?
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Cherry Zhou：
https://e2echina.ti.com/support/motor-drivers/f/motor-drivers-forum/220201/drv8350s
您的新问题我们在这个帖子中跟进哈，该贴我们会关闭，您有问题麻烦在另一个帖子中提问。
